LMG670/LMG640/LMG610功率分析仪的功率分析仪在每个电流和电压通道的2个独立信号路径中配备了两个A/D数模转换器。LMG670/LMG640/LMG610功率分析仪功率分析仪DUAL PATH双路径专利技术说一个测量通道搭配一个A/D数模转换是（大部分情况）不够的?

原因是在传统的功率分析仪测量过程中，一个信号首先要经历模拟调节。然后输出信号在被数字化之前有选择地通过一个抗混叠滤波器（AAF），并等待进一步的处理。是否要通过抗混叠滤波器的决定需要在采样之前作出，因为这是在混叠时发生的。这个决定以后再也无法取消。RMS有效值可以在没有混叠风险的情况下确定，因为他们的可统计属性，所有其他的测量需要小心应对。

 

因为单个A/D数模转换的限制，传统的设备会有一些固有的缺陷存在。如果目标是在整个带宽和基波频率上测量RMS有效值功率，可交替进行未滤波和滤波的测量方式—理论上是可行的。在实践中，准确地重现相同的测试点2次是很困难的。除非这点可以保证，否则由于缺乏可重复性，所有结果之间的比较都是无效的。另外，这种程序是极其耗时的。如果为了节省时间而跳过一个变量，结果不可避免地容易出错。如果滤波器保持激活以避免与FFT混叠，那么在测量RMS有效值时会牺牲掉带宽。关闭抗混叠滤波器AAF会使FFT无效。如果还是执行了测量，结果的质量是值得怀疑的。例如，一个50%的混叠错误是容易被检测到的，但是0.5%的偏差可能会被忽略。

 

到很后，上述所有的测量方法都只是不令人满意的妥协。这就是为什么我们从根本上重新设计了信号处理单元并开发了双路径DUAL PATH架构体系。模拟调节与在传统的测量装置中的一致，但之后的数字处理方式与传统方式发生了革命性的变化。只有LMG670/LMG640/LMG610功率分析仪的功率分析仪在每个电流和电压通道的2个独立信号路径中配备了两个A/D数模转换器。一个是用于宽带信号的无滤波器测量，另一个是用于抗混叠滤波器AAF输出端的窄带信号。对数字化采样值的并行处理让用户能够访问同一个信号的2个测量值，而不存在混叠效应风险。

这个独特的过程避免了以前方法的所有缺点，并保证了很精确的结果在很短的时间实现。

 

功率分析仪常遇到的问题

1. 制造商甲声称他的仪器已经能够并行显示RMS有效值功率和谐波很多年-----这不是基本上与双路径DUAL PATH相同吗？

不，这只是意味着客户不必在测量模式之间切换，以同时查看所有期望值。这种并行视图对用户来说是方便的，但是仔细观察就会发现，显示的RMS有效值省略了功率谱的重要部分。罪魁祸首是抗混叠滤波器AAF，它的激活是为了确保谐波分析的有效性。这个滤波器把带宽限制在几百千赫兹，这也会影响显示的RMS有效值。真正的宽带值包括DC到10MHz之间的整个功率谱。特别是当观察开关频率高达20KHz的PWM信号时，就像在变频器输出端发生的那样，从300KHz到10MHz的部分不应该被忽略。

 

2. 制造商乙的仪器在采样过程中移除了所有的滤波器，并允许你稍后应用数字滤波器，以隔离窄带值----这是否与双路径DUAL PATH的结果相同？

不，它只是证明了Nyquist-Shannon定理和混叠主题没有得到正确的把握。根据定理，采样率不足的频率部分需要在过滤之前删除，因为它们在采样后不能再被识别。例如，采样后，一个低于采样率的50Hz信号将显示在50Hz。这个信号是通过欠采样产生的，与原始信号无法区分，因为由于采样率不足，部分原始信息已经被删除。

 

下图展示了这个影响：

绿线表示采样前的高频（2MHz）信号，红点表示欠采样结果----这里的速率略高于信号频率（2.125MHz）。错误的采样过程，因为太慢，根据奈奎斯特-香农定理，创造了一个“幻影信号”的频率（2.125MHz-2MHz=125KHz）,这只是原来频率的1/16，不能再与125KHz左右的真正信号内容区分开来。在这范围内，例如，变频器的开关频率可能会出现谐波，这反过来又会被“幻影信号”扭曲变形。在125KHz附近测量的功率来自于欠采样的2MHz信号的内容是不可挽回的丢失了。上述数值仅仅是一个例子，错误的频率分量可能同样出现在被测物的基波频率附近。
文章来源于LMG670/LMG640/LMG610功率分析仪